На рис. 2.16 показано схему логічного елемента з індукованим каналом типу n (так звана n МДП - технологія). Основні транзистори VT 1 та VT 2 включені послідовно, транзистор VT 3 виконує роль навантаження. У випадку, коли на обох входах елемента діє висока напруга U 1 (х 1 =1, х 2 =1), обидва транзистори VT 1 і VT 2 виявляються відкритими і на виході встановлюється низька напруга U 0 . В інших випадках хоча б один з транзисторів VT 1 або VT 2 закритий і на виході встановлюється напруга U 1 . Таким чином, елемент виконує логічну функцію І-НЕ.

На рис. 2.17 наведена схема елемента АБО-НЕ. На його виході встановлюється низька напруга U 0 якщо хоча б на одному з входів діє висока напруга U 1 , що відкриває один з основних транзисторів VT 1 і VT 2 .

Наведена на рис. 2.18 схема являє собою схему елемента АБО-НЕ КМДП-технології. У ній транзистори VT 1 і VT 2 - основні транзистори VT 3 і VT 4 - навантажувальні. Нехай висока напруга U 1 . При цьому транзистор VT 2 відкритий, транзистор VT 4 закритий незалежно від рівня напруги на іншому вході і стану інших транзисторів на виході встановлюється низька напруга U 0 . Елемент реалізує логічну операцію АБО-НЕ.

КМПД-схема характеризується дуже малим споживаним струмом (а отже, і потужності) від джерел живлення.

Логічні елементи інтегральної інжекційної логіки

На рис. 2.19 показано топологію логічного елемента інтегральної інжекційної логіки (І 2 Л). Для створення такої структури потрібні дві фази дифузії в кремнії з провідністю n-типу: у процесі першої фази утворюються області p 1 і p 2 другої фази - області n 2 .

Елемент має структуру p1-n1-p2-n1. Таку чотиришарову структуру зручно розглядати, представивши її з'єднанням двох звичайних тришарових транзисторних структур:

p 1 -n 1 -p 2 n 1 -p 2 -n 1

Відповідна такому уявленню схема показано на рис.2.20,а. Розглянемо роботу елемента за цією схемою.

Транзистор VT 2 зі структурою типу n 1 -p 2 -n 1 виконує функції інвертора, має кілька виходів (кожен колектор утворює окремий вихід елемента за схемою з відкритим колектором).

Транзистор VT 2 інжектороммає структуру типу p 1 -n 1 -p 2 . Так як область n 1 у цих транзисторів загальна, емітер транзистора VT 2 має бути з'єднаний з базою транзистора VT 1; наявність загальної області p 2 призводить до необхідності з'єднання бази транзистора VT 2 колектором транзистора VT 1 . Так утворюється з'єднання транзисторів VT 1 і VT 2 показане на рис.2.20,а.

Так як на емітері транзистора VT 1 діє позитивний потенціал, а база знаходиться під нульовим потенціалом, емітерний перехід виявляється усунутим у прямому напрямку і транзистор відкритий.

Колекторний струм цього транзистора може замкнутися через транзистор VT 3 (інвертор попереднього елемента), або через емітерний перехід транзистора VT 2 .

Якщо попередній логічний елемент знаходиться у відкритому стані (відкритий транзистор VT 3), то на вході даного елемента низький рівень напруги, який діючи на базі VT 2 утримує цей транзистор у закритому стані. Струм інжектора VT 1 замикається через транзистор VT 3. При закритому стані попереднього логічного елемента (закритий транзистор VT 3) колекторний струм інжектора VT 1 втікає в базу транзистора VT 2 і цей транзистор встановлюється у відкритий стан.

Таким чином, при закритому транзистор VT 3 VT 2 відкритий і, навпаки, при відкритому транзистор VT 3 транзистор VT 2 закритий. Відкритий стан елемента відповідає стану лог.0, закрите - сотсоянню лог.1.

Інжектор є джерелом постійного струму (який може бути загальним групи елементів). Часто користуються умовним графічним позначенням елемента, представленим на рис. 2.21,б.

На рис. 2.21,а показана схема, що реалізує операцію АБО-НЕ. З'єднання колекторів елементів відповідає виконанню операції так званого монтажного І. Дійсно, достатньо, щоб хоча б один з елементів знаходився у відкритому стані (стан лог.0), тоді струм інжектора наступного елемента замикатиметься через відкритий інвертор і на об'єднаному виході елементів встановиться низький рівень лог.0. Отже, цьому виході формується величина, відповідна логічного виразу х 1 ·х 2 . Застосування щодо нього перетворення де Моргана призводить до виразу х 1 ·х 2 = . Отже, це з'єднання елементів дійсно реалізує операцію АБО-НЕ.

Логічні елементи І 2 Л мають такі переваги:

забезпечують високий рівень інтеграції; при виготовленні схем І 2 Л використовуються ті ж технологічні процеси, що і при виробництві інтегральних схем на біполярних транзисторах, але менша кількість технологічних операцій і необхідних фотошаблонів;

використовується знижена напруга (близько 1В);

забезпечують можливість обміну в широких межах потужності на швидкодію (можна змінювати на кілька порядків потужність, що споживається, що відповідно призведе до зміни швидкодії);

добре узгоджуються з елементами ТТЛ.

На рис. 2.21 б показана схема переходу від елементів І 2 Л до елементу ТТЛ.

7.1 Розрахунок робочої точки. Транзистор VT2

Рисунок 7.1 – Попередня схема підсилювача

Візьмемо Rк = 80 Ом.

Крім того при виборі транзистора слід врахувати: f =17,5 МГц.

Цим вимогам відповідає транзистор 2Т3129А9. Однак дані про його параметри при заданому струмі та напрузі недостатні, тому виберемо наступну робочу точку:

I до = 15мА,

Таблиця 7.1 – Параметри використовуваного транзистора

Розрахуємо параметри еквівалентної схеми даного транзистора використовуючи формули 5.1 - 5.13.

rб = = 10 Ом; gб = = 0,1 Cм, де

rб-опір бази,

rе= ==2,5 Ом, де

rе-опір емітера.

gбе===3,96 мСм, де

gбе-провідність база-емітер,

Cе===2,86 пФ, де

Cе-ємність емітера,

Ri = = 400 Ом, де

7.1.1 Розрахунок емітерної корекції

де – глибина зворотного зв'язку;

f у каскаді дорівнює:

Приймемо тоді:

f у каскаді дорівнює:

7.1.2 Розрахунок схеми термостабілізації

Використовуємо емітерну стабілізацію оскільки був обраний малопотужний транзистор, крім того емітерна стабілізація вже застосовується в підсилювачі, що розраховується. Схема емітерної термостабілізації наведена малюнку 4.1.

Порядок розрахунку:

1. Виберемо напругу емітера, струм дільника та напругу живлення;

2. Потім розрахуємо.

Напруга емітера вибирається рівним порядку. Виберемо.

Струм дільника вибирається рівним, де - базовий струм транзистора і обчислюється за формулою:

Напруга живлення розраховується за формулою:

Розрахунок величин резисторів провадиться за такими формулами:

У діапазоні температур від 0 до 50 градусів для розрахованої подібним чином схеми, що результує догляд струму спокою транзистора, як правило, не перевищує (10-15)%, тобто схема має цілком прийнятну стабілізацію.

7.2 Транзистор VT1

Як транзистор VT1 використовуємо транзистор 2Т3129А9 з тією ж робочою точкою що і для транзистора VT2:

I до = 15мА,

Візьмемо Rк = 80 Ом.

Розрахуємо параметри еквівалентної схеми даного транзистора використовуючи формули 5.1 - 5.13 і 7.1 - 7.3.

Ск (треба) = Ск (пасп) * = 12 = 12 пФ, де

Ск(треб)-ємність колекторного переходу при заданому Uке0,

Ск(пасп)-довідкове значення ємності колектора при Uкэ(пасп).

rб = = 10 Ом; gб = = 0,1 Cм, де

rб-опір бази,

Довідкове значення постійного ланцюга зворотного зв'язку.

rе= ==2,5 Ом, де

rе-опір емітера.

gбе===3,96 мСм, де

gбе-провідність база-емітер,

Довідкове значення статичного коефіцієнта передачі струму у схемі із загальним емітером.

Cе===2,86 пФ, де

Cе-ємність емітера,

fт-довідкове значення граничної частоти транзистора, при якій =1

Ri-вихідний опір транзистора,

Uкэ0(доп), Iк0(доп)-відповідно паспортні значення допустимої напруги на колекторі та постійної складової струму колектора.

Вхідний опір і вхідна ємність каскаду, що навантажує.

Верхня гранична частота за умови, що на кожен каскад припадає по 0,75 дБ спотворень. Бажано запровадити корекцію.

7.2.1 Розрахунок емітерної корекції

Схема емітерної корекції представлена ​​малюнку 7.2.

Малюнок 7.2 - Схема емітерної корекції проміжного каскаду

Емітерна корекція вводиться для корекції спотворень АЧХ, що вносяться транзистором, збільшуючи амплітуду сигналу на переході база-емітер зі зростанням частоти сигналу, що посилюється.

Коефіцієнт посилення каскаду описується виразом:

де – глибина зворотного зв'язку;

і параметри розраховані за формулами 5.7, 5.8, 5.9.

При заданому значенні F значення визначається виразом:

f у каскаді дорівнює:

Приймемо тоді:

f у каскаді дорівнює:

Імпульсний підсилювач

Як зазначалося, до роботи у попередніх каскадах обрано транзистор ГТ320А. Значення параметрів, що наводяться в довідниках, виміряні при певних значеннях ЕКО та IKO.

Розрахунок підсилювального пристрою

Фіксація робочої точки здійснюється опорами R12 та R22. За вихідними характеристиками транзистора знаходиться IБа2 = 53,33 мкА. За вхідними характеристиками транзистора знаходиться UБЕа2 = 698 мВ.

Підсилювач імпульсний

Розрахуємо робочу точку двома способами: 1. При використанні активного опору Rк ланцюга колектора. 2. При використанні дроселя в колі колектора. 1...

Підсилювач імпульсний

Вихідні дані курсового проектування перебувають у технічному завданні. Середньо статистичний транзистор дає посилення в 20 дБ, за завданням у нас 40 дБ, звідси отримаємо, що наш підсилювач матиме як мінімум 2 каскади.

Підсилювач коректор

Розрахуємо робочу точку транзистора для резистивного та дросельного каскаду використовуючи формули: , (4.1) де амплітуда напруги на виході підсилювача, опір навантаження...

Як зазначалося вище як вихідний каскад будемо використовувати каскад з паралельним негативним зворотним зв'язком по напрузі, що володіє найбільшою широкосмуговістю, при роботі на ємнісне навантаження.

Підсилювач модулятора лазерного випромінювання

При розрахунку необхідного режиму транзистора проміжних та вхідного каскадів по постійному струму слід орієнтуватися на співвідношення, наведені у пункті 3.3.1 з урахуванням того, що замінюється на опір вхідного наступного каскаду. Але...Підсилювач потужності для 1-12 каналів TV

При розрахунку режиму передконечного каскаду умовимося, що живлення всіх каскадів здійснюється від джерела напруги з номінальним значенням Eп. Так як Eп = Uк0, то відповідно Uк0 у всіх каскадах береться однакове...

Візьмемо Uвих у 2 рази більше, ніж задане, тому що частина вихідної потужності втрачається на ООС. Uвих=2Uвих(заданого)=2 (В) Розрахуємо вихідний струм: Iвих===0,04 (А) Розрахуємо каскади з резистором та індуктивністю в колі колектора: Рисунок 2.2.1...

Підсилювач приймального блоку широкосмугового локатора

При розрахунку необхідного режиму транзистора проміжних та вхідного каскадів по постійному струму слід орієнтуватися на співвідношення, наведені у пункті 2.2.1 з урахуванням того, що замінюється на опір вхідного наступного каскаду. Але...

Підсилювач із зворотним зв'язком

Робочу точку вибираємо за формулами: ма. UкА=Umн+Umin= У PкА=UкАIкА=100 мВт Вибираємо транзистор із параметрами: Iкmax=22 мА, Uкmax=18 В, Pmax=400 мВт. Таким транзистором може бути КТ339А. Цій робочій точці відповідає струм бази 275 мкА, і напруга Uеб = 0...

Підсилювач із зворотним зв'язком

7.2 Транзистор VT1

Як транзистор VT1 використовуємо транзистор КТ339А з тією ж робочою точкою що і для транзистора VT2:

Візьмемо Rк = 100 (Ом).

Розрахуємо параметри еквівалентної схеми даного транзистора використовуючи формули 5.1 - 5.13 і 7.1 - 7.3.

Ск (треба) = Ск (пасп) * = 2 × = 1,41 (пФ), де

Ск(треб)-ємність колекторного переходу при заданому Uке0,

Ск(пасп)-довідкове значення ємності колектора при Uкэ(пасп).

rб = = 17,7 (Ом); gб==0,057 (Cм), де

rб-опір бази,

Довідкове значення постійного ланцюга зворотного зв'язку.

rе= ==6,54 (Ом), де

rе-опір емітера.

gбе===1,51(мСм), де

gбе-провідність база-емітер,

Довідкове значення статичного коефіцієнта передачі струму у схемі із загальним емітером.

Cе===0,803 (пФ), де

Cе-ємність емітера,

fт-довідкове значення граничної частоти транзистора, при якій =1

Ri = = 1000 (Ом), де

Ri-вихідний опір транзистора,

Uкэ0(доп), Iк0(доп)-відповідно паспортні значення допустимої напруги на колекторі та постійної складової струму колектора.

- Вхідний опір і вхідна ємність каскаду, що навантажує.

Верхня гранична частота за умови, що на кожен каскад припадає по 0,75 дБ спотворень. Дане значення f задовольняє технічним завданням. Немає потреби в корекції.

7.2.1 Розрахунок схеми термостабілізації

Як було сказано в пункті 7.1.1, у даному підсилювачі найбільш прийнятна емітерна термостабілізація оскільки транзистор КТ339А є малопотужним, крім того емітерна стабілізація проста в реалізації. Схема емітерної термостабілізації наведена малюнку 4.1.

Порядок розрахунку:

1. Виберемо напругу емітера, струм дільника та напругу живлення;

2. Потім розрахуємо.

Струм дільника вибирається рівним, де - базовий струм транзистора і обчислюється за формулою:

Напруга живлення розраховується за формулою: (В)

Розрахунок величин резисторів провадиться за такими формулами:

8. Спотворення, що вносяться вхідним ланцюгом

Принципова схема вхідного ланцюга каскаду наведено на рис. 8.1.

Рисунок 8.1 – Принципова схема вхідного ланцюга каскаду

За умови апроксимації вхідного опору каскаду паралельним RC-ланцюгом коефіцієнт передачі вхідного ланцюга в області верхніх частот описується виразом:

- Вхідний опір та вхідна ємність каскаду.

Значення вхідного ланцюга розраховується за формулою (5.13), де замість підставляється величина.

9. Розрахунок З ф, R ф, З р

У принциповій схемі підсилювача передбачено чотири розділові конденсатори і три конденсатори стабілізації. У технічному завданні сказано, що спотворення плоскої вершини імпульсу повинні становити не більше 5%. Отже, кожен розділовий конденсатор повинен спотворювати плоску вершину імпульсу не більше ніж на 0.71%.

Спотворення плоскої вершини обчислюються за формулою:

де і - тривалість імпульсу.

Обчислимо τ н:

τ н і С р пов'язані співвідношенням:

де R л, R п - опір ліворуч і праворуч від ємності.

Обчислимо З р. Опір входу першого каскаду дорівнює опору паралельно з'єднаних опорів: вхідного транзисторного, Rб1 і Rб2.

R п = R вх | | R б1 | | R б2 = 628 (Ом)

Опір виходу першого каскаду дорівнює паралельному з'єднанню Rк і вихідного опору транзистора Ri.

R л = Rк | | Ri = 90,3 (Ом)

R п = R вх | | R б1 | | R б2 = 620 (Ом)

R л =Rк||Ri=444(Ом)

R п = R вх | | R б1 | | R б2 = 48 (Ом)

R л = Rк | | Ri = 71 (Ом)

R п = R н = 75 (Ом)

де Р1 - розділовий конденсатор між Rг і першим каскадом, 12 - між першим і другим каскадом, 23 - між другим і третім, 3 - між кінцевим каскадом і навантаженням. Поставивши решту ємностей по 479∙10 -9 Ф, ми забезпечимо спад, менше необхідного.

Обчислимо R ф і С ф (U RФ = 1В):

10. Висновок

В даному курсовому проекті розроблено імпульсний підсилювач з використанням транзисторів 2Т602А, КТ339А, що має наступні технічні характеристики:

Верхня гранична частота 14МГц;

Коефіцієнт посилення 64 дБ;

Опір генератора та навантаження 75 Ом;

Напруга живлення 18 ст.

Схема підсилювача представлена ​​малюнку 10.1.

Рисунок 10.1 – Схема підсилювача

При обчисленні показників підсилювача використовувалося таке програмне забезпечення: MathCad, Work Bench.

1. Напівпровідникові прилади. Транзистори середньої та великої потужності: Довідник/А.А. Зайцев, А.І. Міркін, В.В. Мокряков та ін. За редакцією А.В. Голомедова.-М.: Радіо та Зв'язок, 1989.-640с.

2. Розрахунок елементів високочастотної корекції підсилювальних каскадів на біполярних транзисторах. Навчально-методичний посібник з курсового проектування для студентів радіотехнічних спеціальностей / О.О. Тітов, Томськ: Том. держ. ун-т систем управління та радіоелектроніки, 2002. – 45с.

Робочої прямої. Робоча пряма проходить через точки Uкэ=Eк і Iк=Eк÷Rн і перетинає графіки вихідних характеристик (струми бази). Для досягнення найбільшої амплітуди при розрахунку імпульсного підсилювача робоча точка була обрана ближче до найменшої напруги, оскільки у кінцевого каскаду імпульс буде негативний. За графіком вихідних характеристик (рис.1) знайшли значення IКпост=4,5 мА, ...

Розрахунок Сф, Rф, Ср 10. Висновок Література ТЕХНІЧНЕ ЗАВДАННЯ № 2 курсове проектування з дисципліни “Схемотехніка АЭУ” студенту гр.180 Курманову Б.А. Тема проекту Імпульсний підсилювач Опір генератора Rг = 75 Ом. Коефіцієнт посилення K = 25 дБ. Тривалість імпульсу 05 мкс. Полярність "позитивна". Добре 2. Час встановлення 25 нс. Викид...

Що для узгодження з опіром навантаження необхідно після підсилювального каскадів поставити емітерний повторювач, накреслимо схему підсилювача: 2.2 Розрахунок статичного режиму підсилювача Розраховуємо перший підсилювальний каскад. Вибираємо робочу точку для першого підсилювального каскаду. Її характеристики: ...

Опір джерела вхідного сигналу, тому зміна умови оптимальності при опроміненні не призводить до додаткового збільшення шуму. Радіаційні ефекти в ІОУ. Вплив ІІ на параметри ІОУ. Інтегральні операційні підсилювачі (ІОУ) є високоякісними прецизійними підсилювачами, які відносяться до класу універсальних і багатофункціональних аналогових...

Базовим логічним елементом серій є логічний елемент І-НЕ. На рис. 2.3 наведено схеми трьох початкових елементів І-НЕ ТТЛ. Усі схеми містять три основні каскади: вхідний на транзисторі VT1, що реалізує логічну функцію І; фазороздільний на транзисторі VT2та двотактний вихідний каскад.

Рис 2.3.a. Принципова схема базового елемента серії К131

Принцип роботи логічного елемента серії К131 (рис. 2.3.а) наступний: при вступі на будь-який із входів сигналу низького рівня (0 – 0,4В), базо-емітерний перехід багатоемітерного транзистора VT1 зміщується у прямому напрямку (відмикається), і практично весь Струм, що протікає через резистор R1, відгалужується на "землю", внаслідок чого VT2 закривається і працює в режимі відсічення. Струм, що протікає через резистор R2, насичує основу транзистора VT3. Транзистори VT3 і VT4 підключені згідно з схемою Дарлінгтона, утворюють складовий транзистор, який є емітерним повторювачем. Він виконує функцію вихідного каскаду посилення потужності сигналу. На виході схеми утворюється сигнал логічного рівня.

Якщо на всі входи подається сигнал високого рівня, базо-емітерний перехід багатоемітерного транзистора VT1 знаходиться в закритому режимі. Струм, що протікає, через резистор R1 насичує базу транзистора VT1, внаслідок чого відмикається транзистор VT5 і на виході схеми встановлюється рівень логічного нуля.

Оскільки в момент перемикання транзистори VT4 і VT5 відкриті і через них протікає великий струм, схему введено обмежувальний резистор R5.

VT2, R2 і R3 утворюють фазороздільний каскад. Він необхідний для послідовного включення вихідних n-p-n транзисторів. Каскад має два виходи: колекторний та емітерний, сигнали на яких протифазні.

Діоди VD1 – VD3 є захистом від негативних імпульсів.

Рис 2.3.б, ст. Принципові схеми базових елементів серій К155 та K134

У мікросхемах серій К155 і К134 вихідний каскад побудований на не складеному повторювачі (тільки транзистор VT3) і транзисторі, що насичується VT5із введенням діода зсуву рівня VD4(Рис. 2.3, б, в). Два останні каскади утворюють складний інвертор, що реалізує логічну операцію НЕ. Якщо ввести два фазорозділові каскади, то реалізується функція АБО-НЕ.

На рис. 2.3 а показаний базовий логічний елемент серії К131 (закордонний аналог - 74Н). Базовий елемент серії К155 (закордонний аналог – 74) показаний на рис. 2.3, б, але в рис. 2.3 в - елемент серії К134 (закордонний аналог - 74L). Нині ці серії практично не розвиваються.

Мікросхеми ТТЛ первісної розробки стали активно замінюватись на мікросхеми ТТЛШ, які мають у внутрішній структурі переходи з бар'єром Шотки. В основі транзистора з переходом Шотки лежить відома схема ненасиченого транзисторного ключа (рис. 2.4.а).

Рис. 2.4. Пояснення принципу отримання структури із переходом Шотки:
a – ненасичений транзисторний ключ; б - транзистор із діодом Шотки; - символ транзистора Шотки.

Щоб транзистор не входив у насичення, між колектором та базою включають діод. Застосування діода зворотний зв'язок усунення насичення транзистора вперше запропоновано Б. Н. Кононовим Однак у разі може збільшитися до 1 У. Ідеальним діодом є діод з бар'єром Шотки. Він являє собою контакт, утворений між металом та злегка легованим n-напівпровідником. У металі лише частина електронів є вільними (ті, що знаходяться поза зоною валентності). У напівпровіднику вільні електрони існують межі провідності, створеної додаванням атомів домішки. За відсутності напруги зміщення кількість електронів, що перетинають бар'єр з обох сторін, однакова, тобто струм відсутній. При прямому зміщенні електрони мають енергію для перетину потенційного бар'єру і проходження в метал. Зі збільшенням напруги усунення ширина бар'єру зменшується і прямий струм швидко зростає.

При зворотному усуненні електронів у напівпровіднику потрібно більше енергії подолання потенційного бар'єру. Для електронів у металі потенційний бар'єр залежить від напруги усунення, тому протікає невеликий зворотний струм, який залишається постійним до настання лавинного пробою.

Струм у діодах Шотки визначається основними носіями тому він більше при тому самому прямому зміщенні а, отже, пряме падіння напруги на діоді Шотки менше, ніж на звичайному p-n переході при даному струмі. Таким чином, діод Шотки має порогову напругу відкривання порядку (0,2-0,3) на відміну від порогової напруги звичайного кремнієвого діода 0,7 і значно знижує час життя неосновних носіїв в напівпровіднику.

У схемі рис. 2.4 б транзистор VT1утримується від переходу в насичення діодом Шатки з низьким порогом відкривання (0.2...0.3), тому напруга підвищиться мало в порівнянні з насиченим транзистором VT1. На рис. 2.4 показана схема з «транзистором Шотки». На основі транзисторів Шотки випущено мікросхеми двох основних серій ТТЛШ (рис. 2.5)

На рис. 2.5 а показана схема швидкодіючого логічного елемента, що застосовується як основа мікросхем серії К531 (закордонний аналог - 74S), (S - початкова буква прізвища німецького фізика Шотки (Schottky)). У цьому елементі в емітерний ланцюг фазорозділювального каскаду, виконаного на транзисторі VT2, увімкнений генератор струму - транзистор VT6з резисторами R4і R5. Це дозволяє підвищити швидкодію логічного елемента. В іншому цей логічний елемент аналогічний базовому елементу серії К131. Проте запровадження транзисторів Шотки дозволило зменшити tзд.рудвічі.

На рис. 2.5 б показана схема базового.логічного елемента серії К555 (закордонний аналог - 74LS) . У цій схемі замість багатоемітерного транзистора на вході використано матрицю діодів Шотки. Введення діодів Шатки виключає накопичення зайвих базових зарядів, що збільшують час вимкнення транзистора, та забезпечує стабільність часу перемикання в діапазоні температур.

Резистор R6 верхнього плеча вихідного каскаду створює необхідну напругу на базі транзистора VT3для його відкриття. Для зменшення споживаної потужності, коли логічний елемент закритий () , резистор R6підключіть не до загальної шини, а до виходу елемента.

Діод VD7, включений послідовно з R6і паралельно резистори колекторного навантаження фазорозділювального каскаду R2дозволяє зменшити затримку включення схеми за рахунок використання частини енергії, запасеної в ємності навантаження, для збільшення струму колектора транзистора VT1у перехідному режимі.

Транзистор VT3реалізується без діодів Шoтки, тому що він працює в активному режимі (емітерний повторювач).

При проектуванні радіоелектронних схем часто бувають ситуації, коли бажано мати транзистори з параметрами краще за ті, які пропонують виробники радіоелементів. У деяких випадках нам може знадобитися більший коефіцієнт посилення струму h 21 , в інших більше значення вхідного опору h 11 , а в третіх нижче значення вихідної провідності h 22 . Для вирішення цих проблем відмінно підходить варіант використання електронного компонента про який ми поговоримо нижче.

Наведена трохи нижче схема еквівалентна одиночному n-p-n напівпровіднику. У цій схемі струм емітера VT1 є струмом бази VT2. Колекторний струм складеного транзистора визначається переважно струмом VT2.

Це два окремі біполярні транзистори на виконані на одному кристалі і в одному корпусі. Там і розміщується навантажувальний резистор в ланцюзі емітера першого біполярного транзистора. У транзистора Дарлінгтона самі висновки, як і в стандартного біполярного транзистора – база, колектор і емітер.

Як бачимо з малюнка вище, стандартний складовий транзистор це комбінація з кількох транзисторів. Залежно від рівня складності і потужності, що розсіюється, у складі транзистора Дарлінгтона може бути і більше двох.

Основне плюсом складеного транзистора є значно більший коефіцієнт посилення струму h 21 , який можна приблизно обчислити за формулою як добуток параметрів h 21 входять в схему транзисторів.

h 21 = h 21vt1 × h21vt2 (1)

Тож якщо коефіцієнт посилення першого дорівнює 120, а другого 60 то загальний коефіцієнт посилення схеми Дарлінгтона дорівнює добутку цих величин - 7200.

Але враховуйте, що параметр h21 дуже залежить від колекторного струму. Якщо базовий струм транзистора VT2 досить низький, колекторного VT1 може не вистачити для забезпечення потрібного значення коефіцієнта посилення по струму h 21 . Тоді збільшенням h21 і, відповідно, зниженням струму бази складеного транзистора можна досягти зростання струму колектора VT1. Для цього між емітером та базою VT2 включають додатковий опір, як показано на схемі нижче.

Обчислимо елементи для схеми Дарлінгтона, зібраної, наприклад, на біполярних транзисторах BC846A, струм VT2 дорівнює 1 мА. Тоді його струм бази визначимо з виразу:

i kvt1 = бvt2 = kvt2 / h 21vt2 = 1×10 -3 A / 200 = 5×10 -6 A

При такому малому струмі 5 мкА коефіцієнт h 21 різко знижується і загальний коефіцієнт може виявитися на порядок менше розрахункового. Збільшивши струм колектора першого транзистора за допомогою додаткового резистора, можна значно виграти у значенні загального параметра h 21 . Оскільки напруга з урахуванням є константою (для типового кремнієвого трьох вивідного напівпровідника u бе = 0,7 У), то опір можна розрахувати по :

R = u беvt2 / i еvt1 - i бvt2 = 0.7 Вольта / 0.1 mA - 0.005mA = 7кОм

При цьому ми можемо розраховувати на коефіцієнт посилення по струму до 40000. Саме за такою схемою побудовано багато супербетта транзистори.

Додавши дьогтю згадаю, що дана схема Дарлінгтона має такий істотний недолік, як підвищена напруга U ке. Якщо звичайних транзисторах напруга становить 0,2 У, то складеному транзисторі воно зростає рівня 0,9 У. Це з необхідністю відкривати VT1, а цього на його базу необхідно подати напругу рівнем до 0,7 У (якщо під час виготовлення напівпровідника використовувався кремній.

В результаті щоб виключити згаданий недолік, у класичну схему внесли незначні зміни та отримали комплементарний транзистор Дарлінгтон. Такий складовий транзистор складений із біполярних приладів, але вже різної провідності: p-n-p та n-p-n.

Російські, та й багато закордонних радіоаматорів таке з'єднання називають схемою Шиклаї, хоча ця схема називалася парадоксною парою.

Типовими мінусом складових транзисторів, що обмежують їх застосування, є невисока швидкодія, тому вони знайшли широке використання тільки в низькочастотних схемах. Вони чудово працюють у вихідних каскадах потужних УНЧ, у схемах управління двигунами та пристроями автоматики, у схемах запалення автомобілів.

На важливих схемах складовий транзистор позначається як простий біполярний. Хоча рідко, але використовується таке умовно графічне зображення складеного транзистора на схемі.

Однією з найпоширеніших вважається інтегральне складання L293D - це чотири струмові підсилювачі в одному корпусі. Крім того мікроскладання L293 можна визначити як чотири транзисторних електронних ключа.

Вихідний каскад мікросхеми складається з комбінації схем Дарлінгтон та Шиклаї.

Крім того, повагу у радіоаматорів отримали і спеціалізовані мікроскладання на основі схеми Дарлінгтона. Наприклад. Ця інтегральна схема за своєю суттю є матрицею із семи транзисторів Дарлінгтона. Такі універсальні збірки чудово прикрашають радіоаматорські схеми і роблять їх функціональнішими.

Мікросхема є семи канальним комутатором потужних навантажень на базі складових транзисторів Дарлінгтона з відкритим колектором. Комутатори містять захисні діоди, що дозволяє комутувати індуктивні навантаження, наприклад, обмотку реле. Комутатор ULN2004 необхідний при поєднанні потужних навантажень із мікросхемами КМОП-логіки.

Зарядний струм через батарею в залежності від напруги на ній (прикладається до Б-Е переходу VT1), регулюється транзистором VT1, колекторною напругою якого управляється індикатор заряду на світлодіоді (у міру зарядки струм заряду зменшується і світлодіод поступово гасне) і потужний складовий транзистор, VT2, VT3, VT4.

Сигнал, що вимагає посилення через попередній УНЧ, подається на попередній диференціальний підсилювальний каскад, побудований на складових VT1 і VT2. Використання диференціальної схеми в підсилювальному каскаді, знижує шумові ефекти та забезпечує роботу негативного зворотного зв'язку. Напруга ОС надходить з урахуванням транзистора VT2 з виходу підсилювача потужності. ОС постійного струму реалізується через резистор R6.

У момент увімкнення генератора конденсатор С1 починає заряджатися, потім відкривається стабілітрон і спрацює реле К1. Конденсатор починає розряджатися через резистор та складовий транзистор. Через невеликий проміжок часу реле вимикається та починається новий цикл роботи генератора.